摘要:新型 LED 灯具照明具备其他光源所不具备的高效、节能、环保等优点，使其用于路灯照明将成为趋势。作为灯具一部分的LED 供电电源，如何提高供电电源的效率、功率因数、可靠性、工程可行性，显得非常重要。
首先，论文根据LED 照明对供电电源的基本要求，提出本论文所研究符合道路LED照明供电电源的规格要求。依据规格要求提出切实可行的电源拓扑结构。
其次，论文分别针对LED 路灯照明供电电源的EMI 问题、功率因数问题、高效率、高可靠性以及LED 恒流供电问题，进行理论分析、方案的选取与优化。结合实例针对各部分参数进行定量计算，并做成实物。再针对实物，抓取其各关键参数的数据及波形，进行定性、定量的分析，给出了理论计算与实物之间的偏差，并由此对电源参数进行进一步优化。
为满足LED 路灯照明供电电源的防水、防震、易于散热及方便安装等特点，电源PFC+LLC 部分采用模块化设计，外部使用金属外壳；内部选用环氧树脂胶进行灌封。密封性能和抗冲击的性能都很好，不容易损坏。
关键词：PFC，LLC，LED，恒流模块，灌胶
1.1 引言
1.1.1 LED 照明的发展状况[5][6]
全球性的能源短缺和环境污染在经济高速发展的中国表现得尤为突出，节能和环保是中国实现社会经济可持续发展所急需解决的问题。每年照明电能消耗约占全部电能消耗的12%~15%，作为能源消耗的大户，必须尽快寻找可以替代传统光源的新一代节能环保光源。
发光二极管（Light Emitting Diode），简称LED，是一种固态的半导体器件，它可以直接把电转化为光。自1962 年，通用电气公司开发出第一种实际应用的可见光发光二极管，LED 产业走过了风雨交加50 年。
LED 以其较之于传统照明光源所没有的优势，诸如较低的功率需求、较好的驱动特性、较快的响应速度、较高的抗震能力、较长的使用寿命、绿色环保以及不断快速提高的发光效率等，成为目前世界上最有可能替代传统光源的新一代光源。而近年来，面临全球的能源危机，LED 产业如雨后春笋般发展起来，广泛的应用于照明、显示、背光等行业。
道路作为现代化公共交通服务体系的重要组成部分，每年消耗大量的能源，其中道路、车厅工作照明占车站动力用电35%左右；传统道路照明用光源存在光效低的缺点，造成了能源的巨大浪费。采用高效、节能、环保的LED 作为道路照明用光源将是必然的趋势。
1.1.2 LED 照明供电电源发展状况[7][8]
LED 器件对驱动电源的要求近乎于苛刻，LED 不象普通的白炽灯泡，可以直接连接220V 的交流市电。LED 是2～3 伏的低电压驱动，必须要设计复杂的变换电路，不同用途的LED 灯，要配备不同的电源适配器。
就 LED 驱动电源企业而言，目前面临几个挑战。首先、驱动电路整体寿命，尤其是关键器件如电容在高温下的寿命直接影响到电源的寿命。其次、LED 驱动器应挑战更高的转换效率，尤其是在驱动大功率LED 时更是如此，因为所有未作为光输出的功率都作为热量耗散，电源转换效率的过低，影响了LED 节能效果的发挥。再次、要降低成本。
LED 驱动电源的应用现状：随着LED 的应用日益广泛，LED 驱动电源的性能将越来越适合LED 的要求。 LED 驱动电源的应用分析 LED 由于环保、寿命长、光电效率高等众多优点，近年来在各行业应用得以快速发展，LED 的驱动电源成了关注热点，理论上，LED 的使用寿命在10 万小时以上，但在实际应用过程中，由于驱动电源的设计及驱动方式选择不当，使LED 极易损坏。
当前很多厂家生产的LED 灯类产品（比如护栏、灯杯、投射灯），采用阻、容降压，然后加上一个稳压二极管稳压，向LED 供电。这样驱动LED 的方式存在极大缺陷，首先是效率低，在降压电阻上消耗大量电能，甚至有可能超过LED 所消耗的电能，且无法提供大电流驱动。因为电流越大，消耗在降压电阻上的电能就越大，所以很多产品的LED 不敢采用并联方式，均采用串联方式降低电流。其次是稳定电压的能力极差，无法保证通过LED 电流不超过其正常工作要求，设计产品时都会采用降低LED 两端电压来供电驱动，这样是以降低LED 亮度为代价的。采用阻、容降压方式驱动LED，LED 的亮度不能稳定，当供电电源电压低时，LED 的亮度变暗，供电电源电压高时，LED 的亮度变亮些。阻、容降压方式驱动LED 的最大优势是成本低。
根据 LED 电流、电压变化特点，采用恒压驱动LED 是可行的，虽然常用的稳压电路，存在稳压精度不够和稳流能力较差的缺点，但在某些产品的应用上可能过精确设计，其优势仍然是其它驱动方式无法取代的。
采用恒流驱动方式，是比较理想的LED 驱动方式，它能避免LED 正向电压的改变而引起电流变动，同时恒定的电流使LED 的亮度稳定。因此众多厂家选用恒流方式驱动LED。
还有一种LED 驱动方式是可行的，它即不恒压，也不恒流，但通过电路的设计，当LED 正向电压升高时，使驱动电流减小，保证了LED 产品的安全。当然正向电压的升高只能在LED 承受范围，过高也会损坏LED。理想的LED 驱动方式是采用恒压、恒流。但驱动器的成本增加。
其实每种驱动方式均有优、缺点，根据LED 产品的要求、应用场合，合理选用LED驱动方式，精确设计驱动电源成为关键。
1.2 LED 路灯照明供电电源常用解决方案
1.2.1 单级PFC 驱动结构
图1-1 是单级PFC 的通用结构。这个方案的优点就是结构简单，成本的。它的主要缺点：
（1）单级PFC 电路储能电容比两级PFC 电路要大很多
在单级PFC 中，由于DC/DC 级工作在CCM，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减少，PFC 级输入功率Pin 却没有这么快的变化。这样，充入储能电容的能量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升，如果输入具有较少的阻抗，VB会急剧上升以维持输入功率和输出功率的平衡。另外,单级PFC 电路储能电容上的电压变化范围比较大，在输入电压低的候，储能电容上的电压比较低；在输入电压高的时候，储能电容上的电压比较高，因此，对于相同的输出功率等级来说，单级PFC 电路中所需的储能电容比两级PFC 电路要大很多，储能电容上的电压应力也要大很多。
（2）单级PFC 电路半导体器件的电压应力也比较高
在两级PFC 变换器中，PFC 开关管承受PFC 级的电流，DC/DC 变换器的开关管承受DC/DC 级的电流。而在单级PFC 变换器中只使用了一个开关管，它要承受PFC 级和DC/DC 级的电流，这样，单级PFC 变换器中开关管要承受更高的电流应力。通过开关管的电流的大小决定了管子的损耗和尺寸。另外，与两级PFC 电路相比，单级PFC 电路中储能电容上的电压比较高，因此，单级PFC 电路中管子上的电压应力也比较高。
（3）单级PFC 电路磁芯元件要承受更大的应力
在两级PFC 电路中的输入电感主要是由输入电流最大纹波和PFC 级的占空比来决定的，而在单级PFC 电路中主变压器不仅是PFC 电路的输入电感，而且还用来储存能量，因此，在相同的输出功率下，单级PFC 电路中的磁芯元件要承受更大的应力。因此，单级PFC 电路不适用宽输入电压范围、PFC 要求大于95%的场合。
1.2.2 PFC+有源嵌位正激电路[16][17]
有源嵌位正激电路具有和双管正激电路一样不需要额外抚慰绕组的优点。同时它克服了双管正激电路占空比不能大于50%的限制。有源嵌位正激变压器的磁化曲线工作在第一和第三象限，提高了磁芯利用率。通过合理挑选与设计励磁电感和MOS 管结电容的值，或者在副边加入饱和电感，可以实现主开关管的零电压开通。此外，在有源嵌位正激拓扑中计入同步整流较为方便。
有源嵌位正激方案也存在一些缺点：
（1） 嵌位开关需要浮地驱动，增加了电路的复杂性；
（2） 嵌位开关管的电压应力要远大于主开关管，因此要选用较高电压等级的MOS 管作为嵌位开关管，从而增加了成本。
（3） 虽然通过调整励磁电感和嵌位电容的值可以实现主开关管的ZVS，但是这个ZVS特性与负载相关，负载越重越不易实现ZVS；而通过在副边串联饱和电感可以解决这个问题。当增加的电路的复杂度、损耗及成本。
（4） 嵌位电容和变压器漏感上能力的不平衡会造成有源嵌位正激变压器的正向或负向磁偏。
1.2.3 PFC+对称半桥变换器
对称半桥变换器的优点：
（1）驱动能力大
（2）变压器双向励磁、利用率高、且不存在偏磁问题
（3）功率管上应力低。
对称半桥变换器也存在一些缺点：
（1）不能实现软开关，电路效率提高有限；
（2）为了减轻变换器与开关管结之间的震荡，常虚加入缓冲电路来消耗变压器的漏感储能，使得变换效率难以得到提高，效率不能做到很高；
（3）电路中有大电解电容，影响使用寿命。
1.2.4 PFC+不对称半桥变换器
相对于对称变换器，不对称半桥变换器可以实现软开关。图1-4 不对称半桥电路利用变压器漏感存储的能量，对开关管的结电容进行充放电；从而实现零电压开通。
不对称半桥变换器也存在一些缺点：
（1）变压器存在偏磁问题，增大了开关管、输出二极管的电压、电流的应力；
（2）电路的闭环传输函数是非线性的，在输入电压波动范围较大时，相比对称半桥，占空比的变化也会增大从而稳定性变差；
1.2.5 PFC+LLC 谐振变换器[24]~[31]
图1-5 给出了LLC 谐振变换器的电路图。包括两个功率MOSFET（Q1 和Q2），其占空比都为0.5；谐振电容Cs，副边匝数相等的中心抽头变压器Tr，Tr 的漏感Ls，激磁电感Lm，Lm 在某个时间段也是一个谐振电感，因此，在LLC 谐振变换器中的谐振元件主要由以上3 个谐振元件构成，即谐振电容Cs，电感Ls 和激磁电感Lm；半桥全波整流二极管D1 和D2，输出电容Cf。
LLC 谐振变换器和不对称半桥变换器都是软开关型变换器，降低开关损耗，提高了效率；
但是，两者有本质的区别。不对称半桥变换器是PWM 型的，而LLC 谐振变换器是谐振型的；
由此，LLC 谐振变换器还存在以下的优点：
（1）可以满足更长掉电时间的要求
不对称半桥变换器通过调节开关管的占空比来调节输出电压，当输入电压变化范围比较大时，开关管的占空比变化范围也比较大；因此，不对称半桥变换器的掉电维持时间特性比较差。
与不对称半桥变换器相比，LLC 谐振变换器是通过调节开关频率来调节输出电压的，也就是在不同的输入电压下它的占空比保持不变；因此，与不对称半桥相比，它的掉电维持时间特性比较好，可以广泛地应用在对掉电维持时间要求比较高的场合。
（2） 副边整流管电压应力低，提高了电路的效率
相同条件下，LLC 谐振变换器中副边二极管上的电压应力比不对称半桥变换器小很多。因为在LLC 谐振变换器中副边二极管上的电压应力是输出电压的2 倍，在LLC 谐振变换器中可以选择耐压比较低的二极管，从而可以提高电路的效率。
（3） 副边二极管为零电流开关，提高了电路的效率
从对不对称半桥变换器的分析可知其副边二极管是硬开通，损耗比较大；而从对LLC 谐振变换器的分析可知其副边二极管是零电流开关，损耗比较小，这样就可以提高变换器的效率。
（4） 变压器没有直流偏置现象
由于在不对称半桥变换器中上下开关管的占空比是互补的，因此，不对称半桥变换器中的变压器有直流偏置现象；
而在LLC 谐振变换器中上下开关管的占空比是相等的，因此，LLC 谐振变换器中的变压器没有直流偏置现象。
LLC 谐振变换器也存在一些缺点：
（1） LLC 谐振变换器的电流应力比较高,因此导通损耗也会增加；
（2） 由于是变频控制，因此电源前端的EMI 滤波器优化设计较为困难；
（3） 需要较大的气隙来减少励磁电感，影响了变压器的传输效率；
（4） 存在桥臂直通的危险
1.3 LED 路灯照明供电电源相关性能要求
1.3.1 LED 照明供电电源的常规要求
LED 是具有二极管特性的发光管，它只能单方向通电。目前LED 均采用直流驱动，因此在市电与LED 之间需要加一个电源适配器即LED 驱动电源。它的功能是把交流市电转换成合适LED 的直流电。根据电网的用电规则和LED 的驱动特性要求，在设计LED驱动电源时要考虑到以下几点：
1、高可靠性：道路LED 照明驱动电源，装在箱体内，维修不方便，维修成本也高。
2、高效率： LED 是节能产品，驱动电源的效率要高。对于电源安装在灯具内的结构，尤为重要。因为LED 的发光效率随着LED 温度的升高而下降，所以LED 的散热非常重要。电源的效率高，它的耗损功率小，在灯具内发热量就小，也就降低了灯具的溫
升，对延缓LED 的光衰有利。
3、高功率因素：功率因素是电网对负载的要求。
4、驱动方式：现在通行的有两种：一种是一个恒压源供多个恒流源，每个恒流源单独给每路LED 供电。这种方式，组合灵活，一路LED 故障，不影响其他LED 的工作，但成本会略高一点。
另一种是直接恒流供电，LED 串联或并联运行。它的优点是成本低一点，但灵活性差，还要解决某个LED 故障，不影响其他LED 运行的问题。这两种形式，在一段时间内并存。多路恒流输出供电方式，在成本和性能方面会较好。
5、浪涌保护：LED 抗浪涌的能力是比较差的，特别是抗反向电压能力。加强这方面的保护也很重要。
6、保护功能：电源除了常规的保护功能外，最好在恒流输出的同时增加过压保护功能，防止单颗LED 两端电压过高。
7、防护方面：灯具外安装型，电源结构要防水、防潮，外壳要耐晒。
8、驱动电源的寿命：要与LED 的寿命相适配。
9、符合规范：要符合安规、电磁兼容等相关的规范的要求。
1.3.2LED 路灯照明系统对供电电源的特殊要求[3]
（1）输入电压要求
道路照明供电系统正常工作时输入电压要求：100Vac~264Vac
（2）输出负载要求
单颗 LED 灯的电气规格：工作电压：3.2VDC~3.5VDC；工作电流：330mA 恒流供电；
本项目的LED 负载14 串13 并，DC-DC 电源52V3.85A 恒流
1.4 指标参数的确定和电源方案的选择
1.4.1 指标参数的确定
本项目所要设计的道路LED 供电电源样机的具体指标参数如下：
a、整体电气指标
输入电压Vin_rms：100 Vac ~264Vac
电网频率f：47~63Hz
额定输出功率Po_rms：200W
最大输出功率Po_max：220W
额定输出电流Io：3.85A
输出电压范围Vo： 44V~52V
启动时间：<1.5S
掉电维持时间tholdup：<40mS
PF 值： <0.95(输入：100 Vac ~264Vac；输出为额定功率)
效率： <91%(输入：100 Vac ~264Vac；输出为额定功率)
b、国家国际规范要求[32]~[36]
1) 符合EN55015(灯具电磁兼容标准)
2) 符合IEC60529/EN60529 IP67 （防水等级）
3) 符合IEC1000-3-2/EN61000-3-2（谐波电流发射限值）
1.4.2 电源方案的确定
为满足高功率因数、高效率、高可靠性以及LED 需要单串恒流供电等一系列要求，在本论文中我们对每串LED 灯都采用独立的恒流模块进行控制。本方案是由AC/DC（PFC+LLC）模块和DC/DC 恒流模块两部分组成。为了缩小电源体积、降低电源复杂度以及良好地散热，本方案中恒流模块和LED 一起集成在铝基板上。
1.5 本文研究设计的主要内容
本项目主要以输入为100Vac~264Vac、输出以路灯LED 照明灯具，为负载的电源作为研究对象；电源选取方案为PFC+LLC 谐振变换器，外加多组恒流模块的结构。依据LED 路灯照明供电系统对电源的严格的技术要求，本文第二、三章主要介绍PFC、LLC以及恒流模块等部分的工作原理、参数设计与优化、关键元件的设计与选取等；第四章将主要讨论电源电磁兼容的设计过程；第五章主要针对整机结构的进行研究与设计；第六章主要是实验结果，并对结果进行分析；最后，在第七章中对这一方案在LED 路灯照明供电领域中的应用进行了总结与展望。
2.1 功率因数（PFC）部分的研究与设计
2.1.1 功率因数的特性
根据电工学的基本理论，功率因数（PF）定义为有功功率(P)与视在功率(S)的比值，用公式表示为：
式（2.1）中， 1rms I 为输入电流基波有效值； rms I 为电网电流有效值； 1rms I ， 2rms I …… nrms I为各次谐波有效值； 1 U 为输入电压基波有效值；? 为输入电流畸变因数； 1 cos? 为基波电压、基波电流位移因数。
可见，功率因数由畸变因数? 和基波电压、基波电流位移因数1 cos? 决定。1 cos? 低，则设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大；? 低，表示设备输入电流谐波分量大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因数降低，严重时，会造成电子设备损坏。
但传统的功率因数概念是假定输入电流无谐波电流（即1rms rms I ? I 或? ?1）的条件下得到的，这样功率因数的定义就变成了1 PF ? cos? 。
总谐波畸变THD(Total Harmonics Distortion）用来衡量电流波形的失真情况，定义为：
因此，功率因数的表达式可变换为：
由式(2.4)看出，可以采用两种方法来提高功率因数：一是最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD 值达到最小；二是尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零，使1 cos? ?1，从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术，可使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈正弦波，并且和输入电压同相位。
2.1.2 方案的确定
有源功率因数校正(APFC)是抑制电流谐波，提高功率因数最有效的方法，其原理框图如图2-1 所示。其基本思想是：交流输入电压经全波整流后，对所得的全波整流电压进行DC/DC 变换，通过适当控制使输入电流平均值自动跟随全波整流后的电压波形，使输入电流正弦化，同时保持输出电压稳定。APFC 电路一般都有两个反馈控制环：内环为电流环，使DC/DC 变换器的输入电流与全波整流电压波形相同；外环为电压环，使DC/DC变换器输出稳定的直流电压。
适用于APFC 的拓扑有很多，原则上任何一种DC/DC 变换器：Boost 变换器、Buck 变换器、Buck-boost 变换器、Flyback 变化器、Cuk 变换器等均可实现上述功能，都可作为PFC 的主电路拓扑。在实际应用中，由于PFC 是对输入电流进行控制，因此一般采用Boost 和Flyback 变换器，这样电感串联在输入端，电流反馈控制实质上就是对输入电流进行控制。Flyback 型PFC 虽然易于实现输入、输出间的隔离，但由于隔离变压器磁芯单向磁化，使得其磁通复位控制困难，变压器利用率低，适用于150W 以下的电源和镇流器。Boost 型PFC 输入电流连续，储能电感也兼做滤波器抑制RFI 和EMI 噪声，功率因数高，总谐波失真小，输出电压高，允许电容储存更多的电能，能提供更长时间的掉电保护，这些优点促使Boost 型PFC 的应用更为广泛。
根据电感电流的状态划分，Boost 型APFC 又可以分为断续模式(DCM)，连续模式(CCM)和临街连续模式(CRM)。图2-2 说明了这三种模式的工作原理。
DCM 有源功率因数校正技术的特点是所需电感量小，由于电感电流断续，其输入的峰值电流可以自动跟踪输入电压，通常采用PWM的调制方式，而且只用单环控制即可，因此电路结构非常简单，整流二极管不存在反向恢复的问题，但是在同等输出功率的情况下，DCM 模式的输入电流峰值大，开关管的关断损耗、二极管的开通损耗和器件电流应力都比较大。因此，一般只用于小功率的场合。
CCM有源功率因数校正技术的优点是可以用在较大功率的场合，由于电感电流连续，纹波较小，因此输入滤波简单。CCM模式也存在一些问题：开关管不是零电流开通，因此开通时的尖峰电流会给开关管带来较大的损耗。由整流二极管反向恢复引起的di/dt 会给整个电路带来严重的干扰。而且它的控制一般需要输出电压和电感电流两个状态量的反馈，因此电路结构比较复杂。
CRM有源功率因数校正技术可以做到DCM 和CCM 两者的折中。与DCM 模式相比，CRM模式的器件应力较小，应用的功率场合比DCM 更广泛。而与CCM模式相比，CRM模式不存在整流二极管的反向恢复，开关管是零电流开通，且控制电路相对简单。但受到器件应力的限制，CRM 也不能用在较大输出功率的场合。在300W以下，CRM 与其他两种模式相比，还是具有明显的优势。
基于上述描述，前级功率因数校正电路选用CRM模式的Boost 型PFC。控制芯片选择ST 公司的L6563[37]。
L6563 内部有一个乘法器，交流输入电压经过分压后作为一个输入信号，另一个输入是输出电压和参考电压的误差信号，两者相乘作为电感电流采样信号的限制值。当MOS管开通，电感电流上升，直到达到限制值时，MOS 管关断，电流下降。当过零检测网络检测到电感电流为零时会再次驱动MOS 管开通，从而实现功率因数校正的功能。
2.1.3 功率因数部分电感及其它参数的计算
所需要的PFC 电路的参数指标：
输入电压Uin_rms：100~264Vac
电网频率f：47~63Hz
最大输入功率Pin_max：200W/0.91=220W
额定输出电压Uo：390V
输出电压纹波：Uo_pp：<16V
输出功率PDC_max：220W
掉电维持时间tholdup：18ms，保证PDC=200W，Uin_rms=100V/50Hz 情况下Uhold>360V
最小开关频率fs：30kHz
（1）功率因数校正部分电感值的确定：
由 CRM工作方式可知，在开关管Q 导通时，有
应该选取整个电压变换范围内所需电感的最小值作为Boost 电感的取值，得到电感值为400? H。
（2）Boost 二极管的选择：
流过二极管的平均电流iavmax=Pdc_max/Uo=220/390=0.56A，二极管工作时需要承受的电压为390V，考虑裕量，选择二极管的型号为URAF1560 (15A600V)
（3）开关管MOSFET 的选择：
由（2.16）可以求得最大电感电流的峰值电流Ipkmax=5.2A，MOSFET 正常工作时所需承受的电压应力也为390V，考虑裕量，选择型号为18N50 的开关管(18A500V)。
（4）输出滤波电容值的确定：
输出电容的容值是由输出电压纹波以及掉电维持时间两个因素确定的。
（a）从输出电压纹波的要求考虑：根据功率守恒，有
上式可以看出，输出电流中含有二次脉动电流 cos(2 )2( ) tUU Ii topk inc ?? ? ，输出电容吸收这个二次脉动电流，从而使负载输出电流稳定。
（2）从掉电维持时间上考虑：
维持时间取决于电容中存储能量的多少、负载功率DC P 、输出电压o U 以及后级变换器仍能正常工作的最低电压DChold U 。在设计中考虑掉电维持时间( holdup t )的要求：
将参数代入上式可以求得，要满足维持时间的要求，输出电容的取值范围Co>100uF。
综合输出电压纹波和维持时间的要求，选取3 个68uF450V 的电解电容。
3.1 LLC 部分的研究与设计
3.1.1 LLC 谐振变换器的工作原理
半桥结构的LLC 串并联谐振变换器如图3-1 所示，两个主开关S1 和S2 构成一个半桥结构，其驱动信号均是固定占空比0.5 的互补信号，电感Ls、电容Cs 和变压器并联电感Lp 构成LLC 谐振网络。该谐振网络连接在半桥的中点和地之间，因此谐振电容Cs 也起一个隔直电容的作用。在变压器副边，整流二极管D1 和D2 组成中间抽头的全波整流电路，整流二极管直接连接在输出电容Co 上。在LLC 谐振变换器中有两个谐振频率：p ps L Cf??2?1 为串联谐振电感和电容谐振产生的串联谐振频率；p m sm L L Cf? ??2 ( )1?为串联谐振电感加上并联谐振电感的和与串联谐振电容谐振产生的串并联谐振频率。下面以开关频率f 的范围来具体分析一下LLC 串并联谐振电路的工作过程。
（1） m s f ? f ? f 时的工作过程
阶段 1（ 0 1 t ~ t ）：如图3-2(a)所示， o t 时刻，S2 关断，谐振槽路电流p i 对主开关S1的寄生电容放电，S1 两端的漏源电压开始下降，当降到零时，S1 的体二极管S1 D 开始导通，为之后S1 的零电压开通创造条件；而此时变压器副边绕组的极性为上正下负，整流二极管D1 导通，并联电感m L 上的电压被变压器箝位在n 倍的输出电压上，谐振实际上发生在p L 和p C 之间，并联电感m L 的电流m i 线性上升。
阶段 2（ 1 2 t ~ t ）：如图3-2(b)所示， 1 t 时刻S1 零电压开通。并联电流m i 继续线性上升，谐振电流p i 流经S1 并以正弦谐振向上。此时流过整流二极管的输出电流为谐振槽路电流和并联电感上电流之差。在现在所处的工作频率范围内，开关周期大于s L 与s C 的谐振周期。因此在谐振电流经过半个周期的谐振，S1 仍然处于开通状态。当谐振电流p i 降到并联电流m i 时流过整流二极管D1 的电流为零，整流二极管零电流关断。该工作阶段结束。
阶段 3（ 2 3 t ~ t ）：如图3-2(c)所示， 2 t 时刻整流二极管D1 零电流关断，此时输出侧与谐振网络完全脱开，谐振网络不向负载传输能量。并联电感上的电压不再受n 倍的输出电压箝位限制，并联电感m L 与电感p L 串联一起参与谐振。由于设计时大都将m L 设计的相对p L 来说大很多，所以此时的谐振周期明显变长，可以近似认为谐振电流p i 在这个阶段保持不变。在该阶段中，谐振电流p i 继续对谐振电容p C 充电， p C 两端的电压继续上升，一直到3 t 时刻，S1 关断，本工作阶段结束。下半周期工作状况与阶段1、2、3 完全对称，这里就不赘述了。
（2） s f ? f 时的工作过程
阶段 1（ 0 1 t ~ t ）：如图3-3(a)所示， 0 t 时刻，S2 关断，谐振电流p i 对主开关S1 的寄生电容放电，S1 两端的漏源电压开始下降，当降到零时，S1 的体二极管S1 D 开始导通，为之后S1 的零电压开通创造条件；而此时变压器原边电流方向为流出同名端方向，整流二极管D2 导通，并联电感m L 的电压被反向箝位在n 倍的输出电压上（即o ? nV ），谐振实际上发生在p L 和p C 之间，并联电感m L 和电流m i 线性下降。
阶段 2（ 1 2 t ~ t ）： 1 t 时刻S1 门级信号来到，S1 零电压条件开通。由于并联电感两端电压仍然被箝位在o ? nV ，所以并联电流 m i 继续线性下降。谐振电流p i 流经S1 并以正弦形式谐振向上，且角频率与阶段1 时的相同。而此时变压器原边电流为流出同名端方向，仍为整流二极管D2 导通，流过整流二极管的输出电流为谐振电流和并联电流之差的倍数。在2 t 时刻，谐振电流与并联电感上的电流相等，没有能量传送到副边，本阶段结束。
阶段 3（ 2 3 t ~ t ）： 2 t 时刻整流二极管D2 零电流条件关断。这个阶段中，谐振电流p i继续以p L 和p C 谐振的角频率谐振向上，变压器副边整流二极管完成换流，由二极管D1导通续流。此时并联电感两端电压被箝位在o nV 上，所以仍然不参与谐振。一直到3 t 时刻来到，S1 关断，本阶段结束，开始下半个周期。下半个周期工作状况与阶段1、2、3 完全对称，这里就不赘述了。
从上面对于半桥LLC 谐振变换器的工作原理可以知道，当开关频率m f ? f 时，原边MOS 管可以实现ZVS 开通，而副边的整流二极管可以实现ZCS 关断。且当s f ? f 时，励磁电感始终没有参与谐振，LLC 谐振变换器可以等效为串联谐振变换器。
3.1.2 谐振网络的输入阻抗及开关管的ZVS 条件[38][39]
谐振网络的输入电压是v (t) s 的基波分量 ( ) 1 v t s ，可以用下式表示，其中f 为开关频率：
( ) 2 sin(2 ) 1 v t V ft s in ???
根据基波分析法的近似，谐振电流为正弦波，用其有效值p I 和相移量? 来表示：
i (t) ? 2I sin(2?ft ?? ) p p （3.1）
将负载电阻由副边折算到原边可得： eq L R n2R28?? ，n 为变压器原副边变比。
LLC 谐振变换器的交流电压增益等于
在设计时，应该将这两条曲线的转折点设计在 n0 f 和nr f 这两个频率点附近。从图中还可以看到，不同Q 值对应的曲线相交在同一个频率ncross f 处，可以求得该归一化频率如下式所示：
当开关频率大于ncross f 时，随着输出电流增加（在图中从空载曲线向短路曲线移动），负载电阻减小，输入阻抗减小。而当开关频率小于ncross f 时，随着输出电流，负载电阻减小，输入阻抗增大。
如图 3-4 所示，当归一化的开关频率n n0 f ? f 时，在整个负载范围内谐振网络呈现容性，谐振电流超前于谐振网络输入电压；当归一化的开关频率n nr f ? f 时，谐振网络呈现感性，谐振电流滞后于谐振网络输入电压。而当开关频率处于上述两个频率之间时，当负载变化时，谐振网络阻抗的特性就依赖于阻抗的相角。令（3.4）式所示谐振网络阻抗的虚部为零，此时的相角为零，我们就可以得到谐振网络阻抗呈容性或感性的边界条件。固定? 和Q 值，可求得此时的归一化开关频率为：
固定 n f 和? 的值，则可以求得这个开关频率n f 下使谐振网络阻抗呈现呈现感性的品质因数的最大值：
同时可以求出在nr n n0 f ? f ? f 区间内，保持谐振网络呈电感性的情况下，谐振变换器电压增益的最大值为：
上面的分析指出，当开关频率落在谐振网络的感性区域时，谐振电流滞后于谐振网络输入电压，因此可以实现开关管的ZVS。但是，这个结论是基于基波近似的方法得到的，而在基波分析法中并没有考虑到MOS 管的寄生参数和死区时间。用oss C 表示MOS 管d、s 两端的寄生电容，根据之前对LLC 谐振变换器工作过程的分析，在每个开关周期上下两管驱动脉冲之间的死区时间内，谐振电流对上下两管的oss C 进行充放电。用ZVS C 表示桥臂中点处的结点电容，则有：
由于死区时间相对于开关周期而言很短，所以可以近似认为在死区时间D T 内谐振电流保持不变，则由（3.1）式可以得到：
3.1.3 LLC 谐振变换器的空载和短路特性
（1）空载特性
当工作在空载状态时，Q=0，（3.2）式可以简化为：
当频率增加时， ZL M 会减小，输出电压会降低，当频率升高时， ZL M 会增加，输出电压会升高。这意味着LLC 谐振变换器可以在空载的情况下实现输出电压的调制。但是，空载电压增益存在下限，当频率趋向无穷大时， ZL M 将趋向于某个值o M ：
由于当空载时，增益曲线斜率非常小，增益的微小变化需要很大的频率变化，因此，通常还是会在LLC 谐振变换器的输出端加一个小的假负载来限制频率变化的范围。
（2）短路特性
LLC 谐振变换器的直流电流增益由下式定义：
结合式（3.3），可以得到LLC 谐振变换器的直流电流增益曲线。
图 3-5 LLC 谐振变换器的直流电流增益曲线（λ=0.2，Q=1，n=10）
从图3-5可以看到，当负载电阻逐渐减小，趋于短路时，输出电流增大。且在 ?1 n f附近，输出电流有个峰值。当 ?1 n f 时，增加频率，输出电流将大大减小。因此，当变换器短路时，通过增加工作频率，可以限制短路电流的值，保护变换器的安全。当变换器短路时，应尽量避免变换器工作于 ?1 n f 附近。
3.1.4 LLC 谐振变换器各元件的应力分析
从图 3.6 可以看到，对于同一个? 值，当Q 值不同时，原边谐振电流的变化比较大。这是因为在图3.8 所示谐振网络中存在阻抗与频率相关的元件： p L ， m L 和p C ，也存在阻抗与频率无关的负载等效电阻eq R ，Q 值不同，它们各自对输入阻抗的贡献不同，因此谐振电流随频率的变化趋势不同。但是，从图中可以看到，这些曲线都会交于一个频率点，这点与Q 值无关，可由下式表示：
图 3.7 说明，? 值越大，原边谐振电流越大，但随着Q 值增大，在同一Q 值下谐振电流随? 值变化而改变的幅度会变小。
?1 n f 时的谐振电流，励磁电流和谐振电容可以从时域上面推导出来。此时的谐振电流，励磁电流和谐振电容电压波形如下图3-9 所示：
图3-9 ?1 n f 时的谐振电流，励磁电流和谐振电容电压波形
谐振电流可由前面式（3.8）所示。励磁电流由下式表示：
由于谐振电容除了参与谐振外，还起到隔直的作用，因此谐振电容上的电压应该存在交流和直流两个部分，可以用下式表示：
谐振电流和励磁电流之间的差值被变压器传送到副边为负载提供能量，因此输出电流可由下式表示：
可以根据（3.9）、（3.12）（3.13）式考虑LLC 谐振变换器主电路各元件的应力情况：
（1）原边功率MOSFET 的电压应力为输入电压in V ，电流的最大值为谐振电流电流峰值p 2I ；
（2）副边整流二极管上的电压应力为2( ) out F V ?V ，其中 F V 是二极管的导通压降。二极管流过的电流峰值为s rms I _ 2 ，二极管上流过的电流平均值为o I21 ；
（3）谐振电容上的电压峰值为ppin CIV?221 ? 。
3.1.5 谐振参数取值对变换器效率的影响
在图 3-8 所示的等效电路图中，用con R 来表示包括MOS 管导通电阻、谐振电容ESR、谐振电感和变压器引线电阻等在内的回路阻抗，则励磁电流流过这些阻抗时所损耗的功率可以由下式表示：
图3.10是 ? 0.0075eqconRR 时的谐振网络传输效率曲线。从中可以看到，谐振网络的传输效率随Q 值的增大而增大，同时随? 值的增大而减小。
3.1.6 谐振网络参数的设计流程
虽然基波分析法存在着不足，但在设计参数时仍可以按照基波分析法得到的结论进行设计，然后再通过仿真对所得到的结果进行校正。
基于上面的分析，按照本次所要设计的恒流驱动源的性能指标设计谐振网络的参数。
实验样机的LLC 谐振变换器部分的主要参数如下：
输入电压Vin：360~390Vdc，额定输入电压为 in nom V _ 为390V
额定输出电压out V ：52V±2%
输出电压纹波峰峰值：V V out pp 0.4 _ ?
额定输出电流omax I ：3.85A
串联谐振频率：98kHz
死区时间D T ：300ns
设定的频率变化范围：83kHz~105kHz
首先确定变压器的变比。由前面的分析知道，为了优化变换器的性能，应该把额定输入电压时的工作点放置到串联谐振频率点处。因此有：
实验样机变压器变比为：41:9:9。
根据输入电压的变化范围，可以确定所需要的最大和最小电压增益：
串联谐振电容p C 的实际取值为0.01?H ，串联谐振电感 p L 的实际取值为110uH。当? ? 0.15时，励磁电感=700uH, 实际取值600uH。
3.1.7 主电路谐振电感、变压器、输出滤波电容的参数设计[40]~[52]
（1）串联谐振电感的设计
选用 EF20作为磁芯，A 33.5mm2 e ? 。
绕组匝数 43.00.1 33.5 10300 10 0.4866?? ?? ???? ??m ep pB AL iN 匝。可以取45匝，采用15股0.15mm2的铜线并绕。
占用窗口面积A' 0.01813 15 45 4.08mm2 w ? ? ? ? ，而 EF20的A 30.24mm2 w ? ，可知，其窗口利用率为 ? 0.135 c k ，符合设计要求。
（2）变压器参数设计
选择 PQ3230 磁芯。
原边用15 股0.15mm的铜线绕制，副边每个绕组用40 股0.15mm 的铜线绕制。
（3）输出滤波电容的设计
按照纹波的要求选取输出滤波电容。选择2 个470uF100V 电解电容并联。
3.1.8 控制芯片外围电路的设计[53]
根据 L6599 的datasheet 设置外部电路。
(l)工作频率设定
cf 的取值一般为几百pF 到几个nF 范围内，选择Cf=470PF。
LLC 谐振电路工作频率被设置为:50KHz~250kHz，若超过最大频率，则进入间歇模式。
由 fmin=1/(3×Cf×RF),其中RF=VRf/If=2V/If,可知，If=6×Cf×Rf
当光藕不导通，软启动结束的时候，f=fmin=47kHz 此时有
If=IfRmin=6x470pFx50kHZ=0.142mA→RFmin=2V/0.142mA=14.1kΩ
取 RFmin=15kΩ，则IfRmin=2V/15 kΩ=0.133mA
软启动开始时，光藕不导通。由f=fstart=400kHz 可知If=6×470pF×400KHz=1.13mA。 软启动电流为Ifrss=If-IfRmin=1.13mA-0.133mA=0.997mA。由此可以得到Rss=2V/0.997mA=2.0kΩ。取Rss=2.7kΩ。Css≥3×10-3/Rss=1.11uF,取Css=2uF。
控制芯片所限制的最大输出频率是指当光藕副边三极管饱和导通时的频率。由fmax=250kH 以及Vcc=0.2V 可得If(R33+R34)=If-IfRmax =6x470pFx250kHz-0.133mA=0.572mA。由此可得两个电阻的阻值为:R34+R33=(2-0.2)V/ If(R33+R34)=3.15kΩ由于当开关频率达到最大值时，变换器应工作在间歇模式，所以此时stb 脚的电平应该为l.25V。由此可得R3 的阻值:1.25V=0.2V+ If(R33+R34) ×R33→R33=1.84kΩ取 R34=1.65 kΩ,则R33=1.5kΩ.
(2)过电压保护电路
由于芯片的供电是由主变压器中加入辅助绕组实现的，因此辅助绕组可以粗略的反映输出电压的情况。通过仿真，在400V 输入情况下，当输出是50V(过电压保护点)时，辅助绕组的输出大约是22.2V(随所接负载的情况变化而变化)。由于DIS 脚的电压超过2V后会进行 shut down 操作，所以选用了20V 的稳压管。具体实现见下图。
(3)输入电压欠压保护
L6599 可以通过设定分压电阻的值来分别设定启动输入电压和关断输入电压保护点。其实现如下图所示:
选取 VinON=370V，VinOFF=280V，可得到RH=6MΩ和RL=26.9KΩ,取值为RH=6.0051MΩ,RL=26.7KΩ
3.2 DC/DC 恒流模块部分的研究与设计
针对 LED 灯对供电系统恒流的特殊要求，本设计采用独立的恒流装置，其优点如下：
（1）采用PWM 控制方式进行恒流，输出电压范围宽，进而消除不同厂家灯具VF 值差异，自动调整得到最佳匹配，通用性强；
（2）采用PWM 控制方式进行恒流，电流输出精度高达2％，有效控制LED 驱动电源的波动，保护LED 在稳定额定电压电流范围内工作， 进而延长了LED 的使用寿命，实现LED 长寿命的特点；
（3）各组输出相互独立，互不影响；
（4）独立前置，LED 恒流供电装置易散热，易更换和维护成本低。
3.2.1 DC/DC 恒流的特性[54]
LM3402 芯片是一款体积小巧的恒流降压稳压器，效率高达96％，可以输出高达735mA 的驱动电流。这款芯片采用迷你型的8 引脚SOIC 封装，其中的一条允许引脚可以利用脉冲宽度调制（PWM）输入信号控制光暗。此外，这款芯片可以利用低至0.2V 的反馈电压提供电流检测功能同时具有过压、过流保护功能。LM3402 芯片可以利用6V 至42V 的输入电压操作，可以满足这个高增长市场的要求集成型, 适用于LED 驱动器恒流源。此外，美国国家半导体这系列全新的发光二极管驱动器不但可以输出恒定的电流，以确保发光二极管的亮度均匀，而且反馈电压较低，可将功耗减至最少。芯片引脚及外围电路如图3-11 所示
3.2.2 DC/DC 恒流部分电感及其他参数设计
LM3402 工作应用于 (CCM) 模式, 在当前保持电感切换周期(CCM),开关频率保持不变,可以选择使用以下公式:
其中单个LED 灯正向压降为3.3V,10 颗LED 灯串联,根据上式（1.2）实际输出总电压Vo 为33.2V
假设Fsw=300KHz 时，输出电压为33.2V 代入上式（1.1）得出Ron=825K；实际取值为750K，则工作频率fsw=330KHz。
设计实际取值为L=220uH,根据实际取值L=220uH 代入上式（1.7）△iLmin=85mA, 在实际电感有一定误差，误差范围±10% 最小电感为198uH △iLmax=94mA,在这个方程Tsns 代表传输延迟时间220ns 已知 Ton=2463ns，L=220uH，Vo=33.2V，IF=330mA，
根据上式（1.8）求出Rsns=0.62R,而设计时考虑裕量取0.58 RCS 脚检测Rsns 两端电压调节输出电流,确定LED 均值电流(也就是一般的电感电流) 电感电流计算用以下公式:
Tsns=220ns, 输出电压取值为33.2V，Rsns=0.58R,电感设定为220uH,将已知参数代入上式(1.9)中 得IL-MIN=311mA
电流最大输出误差范围±10%,△iF=33mA，根据LED 灯资料得出每颗灯rD=1R，由10 颗LED 串联，由上式（1.7）得出△iLmax=94mA 代入下式
输出电容由（2.1）得出Co（min）=0.089uF，实际取值1uF输入最大纹波等于输入电压的1%，输入最大纹波电压=0.4V 、已知IF=330mA,
Ton=2463ns
4.1 EMI 简述
开关电源因其体积小、重量轻、效率高、可靠性好而被广泛应用。但不同场合对开关电源的要求有很大不同。如电气化铁路的发展，使铁路沿线在机车经过之时，有很强的电磁感应，对在附近工作的电气设备造成了很强的电磁场干扰。因此，开电源本身必须要有很强的抗电磁干扰能力，包括对雷击浪涌、电网电压波动、静电、电场、磁场及电磁场的抗干扰能力，以确保其自身工作正常及与之配套设备的工作稳定性。
同时，开关电源因为内部含有开关三极管、整流及续流二极管、功率变压器，它们均在高电压、大电流和高频下工作，而且工作的电压和电流波形多为方波，由此会产生很强的开关噪声，从而会在开关电源的输入和输出端产生很强的共模和差模传导骚扰，或通过电源本身向空间辐射电磁骚扰。高压、大电流的方波在其切换过程中还将产生严重的电压和电流谐波，将通过电源的输入和输出线路及外壳负向外形成传导和辐射骚扰，对周围敏感设备造成干扰，引起它们工作异常。
事实上，开关电源工作时产生的电磁骚扰还会危害处在同一台设备里的其他线路的工作，造成设备本身工作的不稳定，甚至使用开关电源自身工作不稳定。我们对开关电源的电磁兼容性能的要求，除了有开关电源自身的抗干扰问题外，还有它的电磁骚扰的发射（传导和辐射）问题，甚至还包括谐波电流对电网造成的污染问题[55] 。
由此可以看出，开关电源的电磁兼容性包含两个方面：一方面是开关电源要有一定抗干扰能力，使其在电磁环境中能够正常工作；另一方面是开关电源在工作中自身产生的电磁干扰应抑制在一定水平（限值）下，不能对同处于一个电磁环境中的任何事物构成不能承受的电磁骚扰。
4.2 输入端电磁骚扰的来源
交流电源经过一次整流滤波后,变成直流电压,经过PFC变换电路,然后再送到DC/DC变换器。变换器由变压器和二次整流滤波器组成，变压器把直流变成高频矩形波，然后再经过二次整流和滤波，变成所需的直流输出电压。在这个过程中，PFC传输部分，由取样、误差放大、基准电压、脉冲控制电路构成的控制器作为电压的负反馈系统，通过调节开关管的驱动矩形波的占空比或重复频率过到直流输出电压稳定的目的；DC/DC变换器的工作过程类似于PFC部分的传输过程，只是根据选择DC/DC变换器的结构不同，控制方式略有差异。
开关电源的EMI干扰源集中体现在功率开关管、整流二极管、高频变压器：
（1）功率开关管工作在On-Off快速循环转换的状态,dv/dt和di/dt在急剧变换。从而,功率开关管既是电场耦合的主要干扰源,也是磁场耦合的主要干扰源。
（2）整流二极管的EMI来源集中体现在反向恢复特性上,反向恢复电流的断续点会在电感(引线电感、杂散电感等)产生高dv/dt，从而导致强电磁干扰。
（3）高频变压器的EMI来源集中体现在漏感对应的di/dt快速循环变换，因此高频变压器是磁场耦合的重要干扰源。
减少电磁干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。
4.3 EMI 滤波器设计原理
传导型EMI噪声包含共模（CM）噪声和差模(DM)噪声两种。共模噪声存在于所有交流相线(L、N)和共模地(E)之间，其产生来源被认为是两电气回路之间绝缘泄漏电流以及电磁场耦合等；差模噪声存在于交流相线(L、N)之间，产生来源是脉动电流，开关器件的振铃电流以及二极管的反向恢复特性。这两种模式的传导噪声来源不同，传导途径也不同，因而共模滤波器和差模滤波器应当分别设计。
显然，针对两种不同模式的传导噪声，将其分离并分别测量出实际水平是十分必要的，这将有利于确定哪种模式的噪声占主要部分，并相应地体现在对应的滤波器设计过程中，实现参数优化。分离器的原理和使用超出了本文的讨论范围，详细内容可见参考文献[56]。以一种常用的滤波器拓扑〔图4-1〕为例，分别对共模、差模噪声滤波器等效电路进行分析。图4-2及图4-3分别代表滤波器共模衰减和差模衰减等效电路。分析电路可知，Cx1和Cx2只用于抑制差模噪声，理想的共模扼流电感LC只用于抑制共模噪声。但是，由于实际的LC绕制工艺的不对称，在两组LC之间存在有漏感LK也可用于抑制差模噪声。Cy1和Cy2即可抑制共模干扰、又可抑制差模噪声，只是由于差模抑制电容Cx2远大于Cy1与C y2串接，Cy1、C y2对差模抑制可忽略不计。同样，LD既可抑制共模干扰、又可抑制差模干扰，但LD远小于LC，因而对共模噪声抑制作用也相对很小。
对于共模衰减等效电路，滤波器模型为一个二阶LC型低通滤波器[电路]，将等效共模电感记为LCM，等效共模电容记为CCM，令Cy1= Cy2，则有
对于差模衰减等效电路，滤波器模型为一个三阶CLC型低通滤波器，将等效差模电感记为LDM，等效差模电容记为CDM，根据工程经验，定义Cy1/2<<Cx2，则有
在噪声源阻抗和电网阻抗均确定，且相互匹配的情况下，EMI滤波器对共模和差模噪声的抑制作用，如图4.4所示。
4.4 EMI 滤波器的工程应用设计方法
(1)设计中的几点考虑
EMI滤波器的效果不仅依赖于其自身，还与噪声源阻抗及电网阻抗有关。电网阻抗Zsink通常利用静态阻抗补偿网络(LISN)来校正，接在滤波器与电网之间，包括电感、电容和一个50Ω电阻，从而保证电网阻抗可由已知标准求出。而EMI源阻抗则取决于不同的变换器拓扑形式。以典型（PFC+LLC）开关电源结构为例，如图4-6所示，其全桥整流电路电流为断续状态。
对于共模噪声，干扰源等效阻抗Zsource可以看作一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联，如图4-6(a)所示。对于差模噪声，取决于整流桥二极管通断情况，Zsource有两种状态：当其中任意两只二极管导通时，Zsource等效为一个电压源VS与一个低值阻抗ZS串联；当二极管全部截止时，等效为一个电流源IS和一个高阻抗ZP并联，图4-6(b)所示。因而噪声源差模等效阻抗Zsource以2倍工频频率在上述两种状态切换。
在前述设计过程中，EMI滤波器元件（电感、电容）均被看作是理想的。然而由于实际元件存在寄生参数，比如电容的寄生电感，电感间的寄生电容，以及PCB板布线存在的寄生参数，实际的高频特性往往与理想元件仿真有较大的差异。这涉及到EMC高频建模等诸多问题，模型的参数往往较难确定。所以，本文仅考虑EMI滤波器的低频抑制特性。由于等效电路中的ZS及ZP取值与这些寄生电容、电感以及整流桥等效电容等寄生参数有关，直接采用根据电路拓扑及参数建模的方案求解源阻抗难以实现，因而，在设计中往往采用实际测量Zsource。
(2)实际设计步骤
EMI滤波器设计往往要求在实现抑制噪声的同时，自身体积要尽可能小，成本要尽可能低廉。同时，滤波效果也取决于实际的噪声水平的高低，分析共模和差模噪声的干扰权重，为此，在设计前要求确定以下两方面参量，以实现设计的优化。一方面：测量干扰源等效阻抗Zsource和电网等效阻抗，实际过程中往往是依靠理论和经验的指导，先制作出电源板（包含PCB板），这是因为共模、差模的噪声源和干扰途径互不相同，电路板走线的差异都可能导致EMI很大变化。另一方面：测量出未加滤波器前的干扰噪声频谱，并利用噪声分离器将共模噪声Vm,CM和差模噪声Vm,DM分离，做出相应的干扰频谱。接着就可以进行实际的设计了，根据上述提出的滤波器模型为例，步骤如下。
①计算滤波器所需要的共模衰减Vreq,CM、差模衰减Vreq,DM 依照式(4.9)计算滤波器所需要的共模衰Vreq,CM、差模衰减Vreq,DM，并做出Vm,CM－f和Vm,DM－f曲线图，其中Vm,CM和Vm,DM已经测得，Vs,CM和Vs,DM参照传导EMI干扰EN55015标准设定。加上3dB的原因在于用噪音分离器的测量值比实际值要大3dB，即为测量参数修正值。
注:：Vm,CM代表测得的共模衰减值，Vm,DM代表测得的差模衰减值，Vs,CM和Vs,DM为传导
EMI干扰标准设定。
②由图4-4可知，斜率分别为40dB/dec和60dB/dec的两条斜线与频率轴的交点即为fR,CM和fR，DM。作Vm,CM－f和Vm,DM－f的切线，切线斜率分别为40dB/dec和60dB/dec。比较可知，只要测量他们与频率轴的交点，即可得出fR,CM和fR,DM，图4-7所示为其示意图。
③EMI滤波器元件参数设计
a 共模参数的选取
Cy接在相线和大地之间，该电容器容量过大将会造成漏电流过大，安全性降低。对漏电流要求越小越好，安全标准通常为几百μA到几mA。
在本设计中，额定输入电压为250V，输入频率f=50Hz，Vc=250V/2=125V。
若设定对地漏电流为0.09mA，可求得Cy1=1146 pF，取Cy1= Cy2=1000pF。将Cy代入步骤②中求得fR,CM值，再将fR,CM代入式（4.6）中可得
b 差模参数选取
由式（4.8）可知，Cx1、Cx2及LD的选取没有唯一解，允许设计者有一定的自由度。
由图4-3可知，共模电感Lc的漏感Lk也可抑制差模噪声，有时为了简化滤波器，也可以省去LD。经验表明，漏感Lk量值多为Lc量值的0.5％～2％。Lk可实测获得。此时，相应地Cx1、Ccx2值要更大。
5.1 整体结构设计
LED 灯具整个系统原理如图5-1 所示，包括接入交流电网的L 和N 极，恒压源装置和恒流源装置。结构原理：交流电网给恒压电源装置供电；恒压电源装置是由PFC+LLC 组成，同时将交流电转换成恒定低压直流输出；为满足LED 灯恒流供电的特性，恒流装置是将恒压装置输出的功率转换成6 路恒流输出给LED 供电。为了降低6 路输出线的复杂度、缩小电源体积以及良好地散热效果，本方案将6 路恒流模块分别和6 串LED 灯连接后
一起集成在铝基板上。
5.2 防水、防震及散热设计
经过市场调研，目前市场上LED 照明供电电源大多由于防水防震性能差、散热效果差等问题，造成LED 供电电源的故障率很高。针对市场上目前存在的问题，本章节特别从结构设计、热学设计两方面着手，彻底解决由于水雾、震动、过热等问题造成的电源不良。
5.2.1 散热设计
除了电力应力之外，温度是影响电源可靠性最重要的因素。产品内部的温升超过一定值后，其失效率会呈指数增加。有关资料表明，电子元器件的温度每升高2℃，其产品可靠性会下降10％，温升达50℃时，可靠性只有温升25℃时的1/6[57]。对于高压输入的开关电源，在实验过程中发现，当高压变压器在高温下长期连续工作时，很多时候都会出现瞬间打火现象，从而使产品工作不正常。进行热扫描分析后发现，变压器局部温度高到一定程度时， 其内部绝缘性能将有所下降，绝缘层会被击穿而引起打火现象。
为此，必须采取有效方法来抑制产品的温升。其具体方法：
一、提高产品的转换效率；
二、对产品中引起温升的功率器件进行合理的分布式布局；
三、选用陶瓷基板和金属外壳结构来提高产品的散热能力。
此外，工艺实施时，还应将功率器件加上金属散热器，并减小功率器件与散热器之间的热阻，避免功率器件的局部温升过高等现象。
本设计选用LLC 串联谐振拓扑作为主电路，利用LLC 的ZVS 特点，大大的降低了电源的损耗，提高了产品的转换率。同时，PCB 选用铜箔厚度为2Oz 的FR-4 材质，降低流过环路的电流产生的损耗。
除了降低功率组件自身产生的热量外，本论文还从PCB 板热设计、热平衡设计、外壳设计等方面进行优化，以达到降低外壳表面温升和整体热平衡的目的。
（1）PCB 板热设计
PCB 板热设计遵循以下原则：
① PCB 板上的器件按其发热量大小进行分区排列，发热量小或耐热性差的器件（如小信号晶体管、集成IC、电解电容等）远离发热量大的组件。
②在水平方向，大功率组件尽量靠近PCB 边沿布置，以便缩短传热路径，减少这些器件工作时以其它器件温度影响。
③大面积敷铜，将功率组件（较发热组件）引脚的敷铜面积加大，利于散热。大量实践经验表明，采用合理的器件排列方式，可以有效的降低PCB 的温升，从而使器件及整个电源的故障率明显下降。
（2）热平衡设计
采用灌封处理方式。根据1.4.1（a）指标要求，选用工作温度大于-20℃～60℃（考滤组件温升，耐热需不低于120℃）、导热性较好的聚氨脂胶，将发热较高组件的温度传递至发热较低或不发热组件周围，以达到机壳内部整体热平衡，防止局部过热。选用德国威孚聚氨脂胶，经过实验分析，满足本设计要求。其技术参数见表5.1 威孚聚氨脂PU552 FL 型技术参数。
（3）外壳设计
外壳材料选用铝合金，表面采用氧化处理，抗压、抗腐蚀性强；外壳表面采用美工条纹设计，以增大表面面积，利于散热。常用驱动电源外壳主体侧面示意图如图5-2（a）所示，本设计采用增大表面面积进行散热，经过计算，改进后的结构在同单位长度下表面面积增大1.45 倍，同时在同单位长度下减少铝合金材料用量18%。采用条纹设计，增加外壳抗压力强度，以至在使用过程中不变形。
5.2.2 防水、防震设计
LED 照明电源在结构设计时除了需具有防水、防潮、防尘等功能外，还需达到一定的防震要求。本设计电源模块采用吸水率低、密闭性好、散热效果好且有一定柔软度的威孚聚氨脂PU552 FL型胶[58]进行全密封的灌胶。
在机壳的两端，与机壳本体接触的侧盖之间加防水胶垫，外壳侧盖结构图如图5-3 所示。侧盖中部靠外壳内部凸出0.8mm，便于安装防水胶垫；并且在两个侧盖中出线位置使用防水护线套，防止水沿输入、输出线表面从与侧盖孔边沿浸入。
输入、输出线采用符合国际标准IEC 60502-1，聚氯乙烯绝缘电线，与其它装置相连接接口采用防水接头，有效防止水浸入电线。两端为安装档板，可直接安装于灯具设计对应位置。外壳示意图如下所示
整个驱动电源采用灌封处理，在元器件本身或元器件与外壳间的空间，注入加热熔化后的有机绝缘材料，冷却后自行固化封闭，此种工艺叫灌封。为保证灌封时机壳内会残留气泡影响防水效果，必须采用抽真空方式。为使所有电子组件封存于聚氨脂胶中，从而有效地将外界水分和电子元件进行隔离，以及防止因震动对电子组件的损伤，抽真空必须严格按照下面要求进行：
（1）预热
灌胶前机子装好机壳后在60℃环境温度下加热30 分钟，加热目的是为了让机壳内部空气分子完全扩散出去，如果不对机子加热直接灌胶，机子内部有大量分子，灌完胶后机子在工作时会发热，分子预热澎涨，这样会使机壳外观变形。
（2）灌胶分为三步完成：
①第一次灌胶为整机的2/3 后抽真空，灌胶整机2/3 目的是在抽真空时会出现大量气泡胶就不会外泄到机壳外部，抽真空最大气压为50 静止1 分钟让胶渗透到机壳内部每个部位，气压过大对元器件有很大影响，如：保险丝、电解电容，由于保险丝是管壮，内部为空心气压过大有可能破裂、电解电容内部为电解液气压过大也有可能会导致电解液外泄容值发生变化。
②第二次灌剩余的1/3，灌完胶后抽真空最大气压为50 静止1 分钟让胶渗透到机壳只部每个部分，由于在抽真空的过程中有气泡产生，可能就会出现在有的元器件没有被胶覆盖。
③抽完真空后补胶锁定机壳放在45℃温度下让胶加速凝固。(注:放在45℃温度下让胶加速凝固针对生产)经过系列实验，本设计LED 驱动电源防水等级达到IP67 级，即达到密封防尘，压力密封，该驱动电源连续浸没在水中能正常工作[59]。
5.3 安全与绝缘设计
电源二次侧输出地与外壳之间通过导体连接，即外壳同属于二次侧。电源本体一次侧与外壳之间需达到加强绝缘要求，实验测试初级与次级之间最高峰值电压为520Vdc 左右，根据IEC60950 第2.10.3.2，表2H 对一次侧电路中及一次侧和二次侧电路间最小空间绝缘距离的定义，空间距离需大于至少5mm才可满足要求。否则，必须在电源一次侧与二次侧间增加补充绝缘措施。据IEC60950 第2.10.5.1 对穿透绝缘物的最小厚度要求，补充绝缘必须最少有 0.4mm 的厚度。因此，本设计选用厚度为0.4mm 的麦拉片将电源板一次侧与机壳进行绝缘。本设计实物两端端面图如图5-5 所示。
如图5-5(a)所示，输入端装配时靠近侧盖，侧盖与外壳主体之间用螺丝钉紧密连接，即属于二次侧，在侧盖与电源本体间采取补充绝缘措施，将麦拉片反包于电源输入端。将输入线从麦拉片中间孔穿出，即满足安全距离，也便于整体装配。
在电源本体与外壳之间加入绝缘麦拉片后，密封电源输入端，然后灌注聚氨脂胶，再密封电源输出端。
结论与展望
科技进步日新月异，科技创造人类的新生活。近几年，全球人类共识：未来与绿色环保节能相关的产业前景光明灿烂。LED 照明产业首当其冲，将展现无限的生命力、无穷大的海量市场。LED 用作光源一个显著的特点就是在低驱动电流条件下仍能维持其流明效率，同时对于R.G.B.多晶型混光而形成白光来说，通过开发一种针对LED 的数字RGB混合控制系统，使用户能够在很大范围内对LED 的高度、颜色和色调进行任意调节，给人以一种全新的视觉享受。在城市景观亮化应用方面，LED 可在微处理器控制下可以按不同模式加以变化，形成夜晚的千姿百态的动态效果，在这方面将体现LED 相对于其它光源所具有的独特的竞争优势。在节能技术呼声高涨的今天，LED 照明将成为照明技术的发展主流已成为共识。在政府的大力推动、全民的热力追捧下，LED 技术的发展正如洪流般势不可挡。目前，国内LED 驱动的生产厂家数量正日益壮大， 在此大家提出了更高的要求, 为了实现小型化、高效率和低噪声，经过对几种方案进行比较，最终选择了PFC+谐振变换器的两级方案。针对所确定的方案，本课题所完成的工作主要有：
对三种控制模式下的BOOST型PFC电路进行分析的比较。根据输出功率的等级，采用了在小功率下比较有优势的临界连续模式的控制方法，对主电路和控制电路的参数进行了详细的分析和计算。
按照所设计的参数制作了样机进行实验验证。根据所得数据对LED 电源进行了损耗分析。通过实验证明了PFC+谐振变换器的两级方案具有改善开关管开关轨迹、效率高、待机损耗小、体积小的优点，符合本次设计中提出的高功率因数、高效率和高可靠性的要求。
在对 LED 电源的损耗分析中提到LED 电源的主要损耗来源是整流桥、谐振变换器的整流二极管和磁性元件。现在已经有人在研究无桥的PFC 电路来减小整流桥的导通损耗，只是EMC 问题仍未解决。而同时整流技术也被尝用到LLC 谐振变换器中，并取得了较为理想的满载效率，但当谐振变换器工作在fs~fm间时在对同步整流管的准确开通和关断以及减小反并二极管导通时间等方面，还存在问题。在本课题中并未对磁性元件进行集成，现在对利用变压器漏感做谐振电感时变压器匝数和气隙的设计没有提到、理论上的可借鉴的方法，而且如何解决大批量生产中变压器漏感大小的不一致性还存在问题。如果这些问题可以得到解决，变换器的体积和效率还可以得到进一步的改善。